應用方案
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碳化硅場效應晶體管（SiC MOSFET）憑借高速開關特性，大幅降低開關損耗，目前已在各行業應用中加速滲透。然而，其器件特性所伴隨的高 dV/dt（電壓變化率），易引發寄生開通風險，已成為各行業應用設計中需重點規避的核心挑戰。
本篇應用筆記聚焦自舉供電場景，重點介紹一種 SiC MOSFET 的可靠驅動方案，通過將簡易負壓生成電路與具備米勒鉗位功能的驅動芯片相結合，從而省去了專門的負壓隔離電路設計。這一方案不僅簡化了驅動電路架構，還顯著減小PCB 布板面積，并有效降低系統成本。
01
負壓供電的主流方案比較
負壓關斷是一種常見的避免SiC MOSFET誤導通的方式，而為柵極驅動芯片提供負壓供電主要有兩種方式。其一是通過隔離變壓器產生獨立的輔助電源，如下圖所示：
圖1 通過隔離變壓器生成VEE的典型拓撲
其二是在SiC MOSFET的驅動回路上串聯穩壓管、電容、電阻等元器件，通過正常發波動作即可直接產生負壓。
以下介紹這種負壓發生的原理。如下圖2所示，負壓生成電路是由驅動電阻Rg，負壓支撐電容Cneg，負壓鉗位穩壓管Dz，電流控制電阻Rc組成。其中控制電阻Rc直接并聯于SiC MOSFET的GS之間。
圖2 負壓生成電路的基本拓撲
在芯片內部置高時，內部PMOS將芯片VDD短接至芯片OUT。此時如下圖3，VDD通過驅動電阻Rg、穩壓管Dz與控制電阻Rc線路形成電流。此時Dz需要維持其在該電流下的鉗位電壓，Cneg的B-A間將形成負壓Vneg，SiC MOSFET的柵極電壓值則為VDD-|Vneg|。
圖3 負壓生成電路置高時的工作原理
置低時內部NMOS將芯片GND短接至芯片OUT輸出。此時如下圖4，Cneg的A點通過芯片內部短路MOS對接至了SiC MOSFET柵極的負端，即C點。此時SiC MOSFET的柵極電壓等于Cneg的B-A點間電壓，即負壓Vneg。
圖4 負壓生成電路置低時的工作原理
這種負壓生成電路正常發波便能夠使SiC MOSFET負壓關斷，自然地便可以用于低成本的自舉供電。一個經典的通過自舉方式便能夠在高低邊產生負壓的拓撲如下圖所示：
圖5 一個典型的自舉供電加負壓生成電路的拓撲
相對于使用隔離變壓器方式生成負壓，這個簡易負壓生成電路有以下明顯優勢：
1）省卻了隔離變壓器的單獨供電回路，可以有效降低系統成本；
2）省卻了占板面積較大的變壓器等元器件，有利于實現更為緊湊的布板設計。
但在一些高dv/dt應用場景，如果SiC MOSFET僅采用負壓關斷仍然存在應用風險，此時就有必要將米勒鉗位功能與負壓關斷相結合，從而實現最可靠的驅動方案。
02
有源米勒鉗位功能介紹
SiC MOSFET由于米勒效應造成寄生導通的機理是，在本管閉合時，對管開通，本管DS間的電壓瞬變通過Cgd會對柵極GS間造成浪涌電流。由于本管所串聯的柵極驅動電阻影響，使得SiC MOSFET的柵極電壓瞬態越過了開通閾值造成誤開通可能。
而有源米勒鉗位功能原理如下圖6，芯片判斷出本管閉合狀態下（監測CLAMP與VEE管腳間電壓低于V_THR），會將柵極驅動電阻R1通過內部MOS短路，使得SiC MOSFET柵極的GS間阻抗極大降低，最終使浪涌電流造成的柵極電壓擺幅明顯降低。
圖6 有源米勒鉗位工作原理
03
米勒鉗位疊加負壓關斷
的典型應用
下圖7展示了使用納芯微低邊驅動芯片NSD1015MT與隔離驅動芯片NSI6601ME芯片組合而成的半橋拓撲的典型驅動電路，該電路將有源米勒鉗位引腳連接到穩壓二級管的陽極，從而與負壓生成電路疊加使用，可最大程度實現SiC MOSFET的可靠關斷，并適用于各類反激、半橋、全橋等電源拓撲。
圖7 負壓生成電路在半橋應用的典型拓撲
NSI6601ME是最新一代集成米勒鉗位功能的隔離驅動，具備出色的驅動性能和抗干擾能力。NSD1015MT是單通道低邊驅動，除有源米勒鉗位外還具備DESAT功能，從而為SiC MOSFET提供快速短路保護；故障上報引腳可向MCU實時反饋欠壓、過流等故障信息，同時內部集成5V LDO輸出，可以為系統內其他芯片供電。注意，對3.3V的PWM信號輸入，NSD1015MT需要前置一個緩沖器芯片將信號轉至5V。
04
米勒鉗位疊加
負壓關斷的效果
為對比SiC MOSFE在高速開關下，驅動走線距離、負壓關斷、米勒鉗位等影響因素對米勒效應的影響，本文采用同樣的驅動電阻大小（10歐姆），同款SiC MOSFET進行對比測試。
該SiC MOSFET的柵極開通閾值Vth為最低2V，柵極電壓最大安全工作區為-5V至22V——即柵極過沖電壓過高有誤開通的風險，過低有損壞柵極的風險。下表是采用雙脈沖測試，觀測對管開關時，保持關斷狀態的SiC MOSFET的柵極過沖情況匯總。
表1 柵極驅動典型配置對比*
*考慮到不同廠家不同型號的SiC MOSFET米勒比存在一定差異，同樣條件下實測的米勒峰值電壓可能也會不同。
從上表中可以得出如下結論：
1）柵極驅動回路的layout走線長度在SiC MOSFET的米勒效應影響中占據非常大的權重。無論是負壓還是有源米勒鉗位功能，在驅動回路走線很長的情況下，都很難使其過沖保留在柵極安全工作電壓范圍內。因此在SiC MOSFET應用中，應盡量實現良好的驅動回路layout設計。
圖8 PCB layout長引線（左）
與短引線（右）的對比示意
2）在驅動回路走線良好的情況下，如果僅采用負壓關斷，由于米勒效應造成的正向震蕩尖峰幅值降低，可以避免寄生導通；但由于震蕩擺幅仍然很大，會造成負向震蕩尖峰超出安全工作電壓范圍。
3）有源米勒鉗位功能可以極大抑制米勒效應造成的柵極電壓擺幅，如果僅使用有源米勒鉗位功能與零壓關斷，在驅動回路走線良好的情況下可以做到正向震蕩尖峰不超過SiC MOSFET開通閾值，達到臨界安全工作狀態；
4）最佳方案是有源米勒鉗位功能與負壓關斷措施同時使用，米勒鉗位使得對管動作所造成的擺幅將被極大降低，同時負壓的引入又能夠將寄生上沖至開通閾值電壓Vth的安全裕量控制于希望的位置，兩者結合的效果將大于僅使用其中一種。由下圖實測波形亦可以看出，若僅有負壓，對管開通時依然有誤開通風險，對管關斷時產生的負壓應力也更大。而同時施加了負壓加米勒鉗位功能后，效果遠比單一措施更好。
圖9 僅有負壓（紅）與負壓加米勒鉗位（綠）
的實測波形對比
左圖為對管開通時的波形，右圖為對管分斷時的波形
05
負壓生成電路中的選型計算
根據上述分析，采用圖7所介紹的自舉驅動方案，將有源米勒鉗位和負壓關斷電路相結合，可實現對SiC MOSFET的可靠驅動。以下將對一個典型的負壓生成電路做選型計算，以實現將柵極驅動的正壓維持于18V，負壓維持于-3V左右的設計目標。
5.1 穩態正負電壓值的設定
圖7中的Rc即可控制Vneg的負壓具體值。可通過型號穩壓管對應的曲線來控制所需要穩定的負壓。如使用下圖10中2V7型號的穩壓管，想控制其電壓于-2.7V，可看到其對應的Iz電流為5mA。
對于VDD=21V的電源電壓，SiC MOSFET的柵極正壓會是Von=VDD-|Vneg|=VDD-Vz=21V-2.7V=18.3V。根據圖2原理，可令控制電阻Rc=Von/Iz=18.3V/5mA=3700 Ohm。即Rc為3700歐姆時，可令負壓維持在-2.7V。
圖10 穩壓二極管典型正向特性圖
由于在每個功率管的開關周期，負壓值會跳變，從而產生負壓的紋波。如果Cneg的容值為SiC MOSFET的柵極電容量的N倍，則該跳變可估算為VDD/N。即N越大，跳變越可被忽略。也就是說，此Cneg本身的容值越大，功率管開關所造成的紋波也就越小，一般推薦該N值大于250。
5.2 負壓建立時間估算
根據前述原理易知，只有在驅動芯片置高時才可以建立負壓。驅動芯片輸出置低時將維持該負壓值。當置高時，VDD通過控制電阻Rc向Cneg充電至鉗位電壓Vz，負壓達到穩定。即通過電流ic= (VDD-|Vneg|)/Rc為Cneg充電至Vneg，于是充電時間可表示為：t=|Vneg|*Cneg/ic 。對于剛才的設定，如果Cneg設定為1uF，則將Cneg從0V充電至-2.7V的電流為5mA，時間為2.7V*1uF/5mA=540us 。
在實際應用中，建議采用第一個PWM輸出常高的方式為電容預充電，在負壓穩定建立后再正常發波。
5.3 小占空比的穩態負壓
在每個開關周期內，驅動芯片輸出置高時負壓電容被充電，驅動芯片輸出置低時負壓電容被放電。當占空比足夠小時，芯片輸出置高時Von為Cneg充電速度無法覆蓋Voff時的放電速度，此時設定的Vneg會產生偏移，最終|Vneg|將維持在VDD*D伏（開通周期與關斷周期達到安秒平衡后可有Von*D=|Vneg|*(1-D)，結合Von+|Vneg|=VCC，化簡后可得|Vneg|=VDD*D） 。
如5%占空比時，Vneg負壓的值將無法維持于-2.7V，將會維持在-1V左右 。由于該電路是將米勒鉗位和負壓關斷疊加使用，因此-1V的關斷負壓仍然可以實現SiC MOSFET比較安全的關斷。
結語
本文通過將驅動芯片的有源米勒鉗位功能和簡易負壓關斷電路結合，設計了一種適用于自舉供電的SiC MOSFET可靠驅動方案。本文介紹了這個方案的基本原理和主要指標的設定方法，以及關鍵器件的選型方法，同時也通過實驗比較展示了方案的優勢。
本方案介紹的簡易負壓關斷電路可以實現自舉供電，相比隔離供電產生負壓，在簡化設計和降低成本方面都有很大收益。
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